負載可調的變壓器式電抗器控制系統的設計 _知識百科

負載可控的變壓器式可調電抗器能實現電感的快速、連續調節，其控制量與電感的線性度好，同時產生較小的諧波叫因而在很多領域都有應用。但是，電抗器逆變橋直流側的電壓對其性能影響很大，直流側若采用直流電源，對提高電抗器的性能固然有益，但必將加電抗器系統的成本，同時也限制了電抗器的應用范圍；采用電容器作為逆變橋的直流電源將有利于減小電抗器的成本，擴大其應用范圍，但必須有效地控制其電壓，使電抗器工作在正常狀態。在啟動過程中，為使電抗器進入工作基金項目：國家自然科學基金資助項目（50777066）究方向為電力電子在電力系統中的應用。狀態，設計了電容器的充電電路，但未涉及在運行過程中如何控制該充電電路，保持電容電壓的穩定。該電抗器的另一個特點是其初級等效電抗對變壓器本體參數的依賴較大，為有效控制電感，需要首先確定變壓器的本體參數。而在工程實際中，變壓器本體參數有一定的分散性，同時它將隨變壓器運行工況的改變而變化，不利于控制系統的開發和電抗器的推廣，也不利于電抗器的精確控制。
針對上述問題，設計了一套控制系統，它不依賴變壓器本體的參數，且在沒有專門充電電路的情況下能有效控制逆變橋直流側的電容電壓，使電抗器處于有效工作狀態。
2電抗值的在線監測原理變壓器工作在電抗器狀態時，由于其初級等效電阻遠小于等效電抗，因此初級基波電壓與電流幅值比便是電抗器的等效電抗X.由于電壓或電流）包含了諧波分量，因此有效、實時地提取電壓或電流）的基波分量是實現電抗值在線監測的關鍵。為基波分量提取模型，其中諧振環節G1、慣性G2、比例環節分別為：示出中子系統Gb的幅頻和相頻特性。
當Gb的輸入信號um1頻率為50Hz時， Gb的增益為10dB），相移為零；當Uin1頻率為49Hz時， Gb的增益為0.95-0.446dB），相移為3.44；當心頻率為51Hz時， Gb的增益為1.05見，即使uin1的基波頻率出現偏移， Gb的輸出信號u仍能跟蹤Uin1的基波分量。
和-157.83；如果um1的頻率進一步增加， Gb對Uin1的衰減將進一步加強。由此可知，子系統Gb對2次諧波有一定的衰減作用，而對3次及其以上的諧波具有很好的衰減作用。
為了提高系統對2次諧波的衰減能力，同時不對其他諧波產生不利的影響，在控制系統中增加了延時時間為10ms的延時環節D以及比例系數為0.5的比例環節K ，如所示。將輸入信號um延時10ms后再與其信號本身相減，即可有效消除um中的2次諧波和直流分量，即使頻率出現偏移， uw中的2次諧波分量也遠小于uin中的2次諧波分量，而uin1中的其他高次諧波分量也不會大于uin對應的高次諧波分量，這更有利于輸入信號中的諧波衰減。而子系統Ga對um中的基波分量基本沒有影響。
由此可知，所示系統對頻率具有較強的選擇性，它對直流分量和高次諧波分量具有較大的衰減作用，而基波頻率的信號則能通過，因此它能有效地提取um的基波分量。利用所示系統提取電抗器初級繞組電壓和電流的基波分量，并進而得到基波分量的幅值，它們之比即為當前狀態下電抗器的電抗值，這樣就實現了電抗值的在線監測。
3逆變橋直流側電容電壓的控制原理示出變壓器式可控電抗器的結構原理圖。
通過單相逆變橋實現電流源i.根據可得：當/sinwt時，控制kksinwt ，其中為實數該分量簡稱為同相分量，下同），則U1=R1+島+kM）di1/dt.可見，當i2與i1同相或反相時，變壓器工作在電抗器狀態，其電抗值與有關。
由此可知，只有有效控制變壓器才能工作在電抗器狀態；而只有有效控制，逆變器才能有效控制i2.因此有效地控制Ud對電抗器的正常工作具有重要的意義。
在工頻周期內，電流源i吸收和釋放的能量決定了該周期內電容電壓的變化，其變化量為：的平均功率有功功率）；Uc0為該周期初始時刻的電容電壓；C為逆變橋直流側電容的值。
如果i2只有同相分量，根據和式2），則在一個T內i所消耗的平均功率P1k12R2/72.綜上可知，由于R2的存在，變壓器工作于電抗器狀態時， Ud將下降。如果不控制該電壓，最終將因Ud的下降而不能有效地控制i2 ，進而影響電抗器的性能，變壓器甚至不能工作在電抗器狀態。在實際系統中由于R2較小， Ud的下降速度也較小。
-n/2）時， 2為實數該分量稱為垂直分量，下同），則在T內，電流源i所消耗的平均功率P2=k22R2/2/2-k2wM/2/2.控制0wM/R2 ，則P2恒大于零。根據式2），當i2只有垂直分量時，則有：根據上述，當i2只有垂直分量時，且k2<0或k2>WM/R2 ， Ud將減小；當0 4電抗器的控制系統示出電抗器的控制系統，其中采用第2部分所述方法在線監測電抗的值，將其與給定值比較形成的誤差作為PI調節器的輸入信號， PI調節器的輸出信號為ki ， i與初級電流基波分量之積為i2的同相分量，控制ki將控制該分量以控制電感值；2與延時后的初級電流基波分量之積構成i2的垂直分量，控制k2來控制i2的垂直分量以控制。
系統能較好地提取了系統中的基波分量。
為電抗器控制系統的系統在控制電抗器時不依賴變壓器的本體參數，并能控制。 2的同相分量和垂直分量均為基波電流分量，它消除了i1的諧波分量對電抗器性能的影響。
5仿真與的基波分量提取模型，并進行仿真分析。當輸入信號為~1000的方波信號時，其輸出信號為50Hz的基波信號。對信號進行傅里葉分析表明，輸入信號中的基波相量為560.87e-10617 ，而輸出信號的相量為560.805e-20645. b為Ud進入穩定狀態后電抗器的初級電壓和電流，在約0.365s前，盡管Ud在下降，但由于乙均處于有效控制狀態，電抗器有效地跟蹤了給定電抗值15ft）；在大約0.365s時，由于Ud達到控制電壓的下限值，在次級繞組中引入了垂直電流分量，該過程引起了電流畸變，但該過程很短，在約0.4s時，電抗器再次進入穩定運行狀態。由b可知， Ud在調整過程中，電抗器的初級等效電抗也有效跟蹤了給定電抗。若中沒有R1 ，則Ud下降速度更慢，同時Ud從下限值調整到上限值的過程會更短， Ud的調整過程對電抗器性能的影響會更小。
在運行過程中改變Ud的給定從而改變直流電壓的上限值和下限值）的。將Ud的給定值從550V其上、下限值分別為560V和540V）調整為605V其上、下限值分別為615V和595V），約在0.6s時開始調整， 0.65s時完成調整。
d為電感調節過程的。
為驗證所提出SVPWM細分優化算法在實際應用中的效果，特基于DSP-FPGA控制一臺電壓型三相逆變器帶120W交流電機進行，示波器波形幅值為實際波形比例壓縮30倍所得。
實驗波形5結論提出了一種SVPWM細分優化方法，并通過Matlab離線計算及DSP-FPGA將該算法成功應用于交流電機調速系統。與傳統的SVPWM調制方法相比，該方法簡單，占用硬件資源少，實時性強，實驗證明其控制效果良好。